根據功率因數校正設備的基本電路分析混合功率因數校正的系統理論的正確性和他的實用性.根據Buck-boost 電路和Buck 電路作為基本變換器，可以得到如下圖1A、2A、3A 所示的PFC 電路，如果考慮到隔離的需要，對應有如圖1B、2B、3B 所示的PFC 電路。

如果選擇兩個Buck-boost 電路作為基本變換器，同理可以得到3A 所示的電路。考慮到隔離的需要，有如圖3B 所示的PFC 電路。

以上給出了一些基本拓撲的PFC 電路，下面將具體分析圖1A 給出的電路。根據圖1A，假設Buck-boost 和Buck 基本變換器都工作在CCM 狀態下，本電路主要適用于中大功率的需求。

一．平均模型

假設電容電壓是常數，輸入電壓為整流過的正弦波，如下所示

輸入Buck 基本變換器的電壓如下：

其中c V 是電容電壓， m ? 是載波頻率。假設輸出校正良好，穩態時，Buck 變換器的輸入電流如下：

其中， 0 P 為PFC 電路的輸出功率。根據以上計算與推導，作出如圖4 所示的平均模型，根據平均模型可知輸入電流為L d i 1

和輸入Buck 變換器的電流之和，其中1 d 是Buck-boost 變換器的占空比。

為了得到單位功率因數，可以得到以下等式：

基于以上公式， 利用MathCad 仿真幾個滾見參數波形。條件為

時，為了達到單位功率因素，幾個主要電流、電壓的波形如圖5 所示：

根據上圖所示，為了達到單位功率因數的目的，在一段時間內L d i 1 為負值，所以可以使用一個允許能量雙向流通的開關來替代Buck-boost 中的二極管。但實際上，即使任然采用二極管，仍能保持很高的功率因數，略小于1.而且，提高電容上的電壓值，可降

低in bock i . ，從而保證功率因數一直維持在較高的水準上。

二．為了達到高功率因數，兩個基本變換器分開控制。標記Buck-boost 變換器的占空比為

1 d ，Buck 變換器的占空比為d2 ，由此可以寫出 d 2的表達式：

其中U 為輸出直流電壓.由式1-3、1-4 推得：

電感電流表達式如下：

根據1-7、1-8 有：

根據得出的1-9 式可以利用MathCad 的數值方法解出L i ，如圖6 所示，再將L i 帶入式1-7，可得出d1。

其中主電路波形接近過零點的附近， L i 無法求得數值解。在實際的應用上，需要分開控制Buck-boost 變換器和Buck（Flyback 考慮隔離）變換器。

1 對于Flyback 變換器，只需要簡單的反饋控制環，但由于Flyback 變換器的輸入電壓為

?具有較大的波動，所以講一個前饋環集合在反饋模型中，有利于快速調整輸出。

2 為了取得較高的功率因數，前段的Buck-boost 變換器需由一個電流功率因數控制環來控制，從而有效的使得輸入電流跟隨輸入電壓。