上世紀60年代開始起步的DC／DC PWM" title="PWM">PWM" style="color: blue; text-decoration: underline" title="PWM">PWM功率變換技術出現了很大的發展。但由于其通常采用調頻穩壓控制方式，使得軟開關的范圍受到限制，且其設計復雜，不利于輸出濾波器的優化設計。因此，在上世紀80年代初，文獻提出了移相控制和諧振變換器" title="變換器">變換器" style="color: blue; text-decoration: underline" title="變換器">變換器相結合的思想，開關頻率固定，僅調節開關之間的相角，就可以實現穩壓，這樣很好地解決了單純諧振變換器調頻控制的缺點。本文選擇了全橋移相控制ZVS-PWM諧振電路" title="諧振電路">諧振電路" style="color: blue; text-decoration: underline" title="諧振電路">諧振電路拓撲，在分析了電路原理和各工作模態的基礎上，設計了輸出功率為200W的DC／DC變換器。 

　　1 電路原理和各工作模態分析

　　1．1 電路原理

　　圖1所示為移相控制全橋ZVS—PWM諧振變換器電路拓撲。Vin為輸入直流電壓。Si(i=1．2．3，4)為第i個參數相同的功率MOS開關管。Di和Gi(i=l，2，3，4)為相應的體二極管和輸出結電容，功率開關管的輸出結電容和輸出變壓器的漏電感Lr作為諧振元件，使4個開關管依次在零電壓下導通，實現恒頻軟開關。S1和S3構成超前臂，S2和S4構成滯后臂。為了防止橋臂直通短路，S1和S3，S2和S4之間人為地加入了死區時間△t，它是根據開通延時和關斷不延時原則來設置同一橋臂死區時間。S1和S4，S2和S3之間的驅動信號存在移相角α，通過調節α角的大小，可調節輸出電壓的大小，實現穩壓控制。Lf和Cf構成倒L型低通濾波電路。 

　　圖2為全橋零電壓開關PWM變換器在一個開關周期內4個主開關管的驅動信號、兩橋臂中點電壓VAB、變壓器副邊電壓V0以及變壓器原邊下面對電路各工作模態進行分析，分析時時假設： 

　　(1)所有功率開關管均為理想，忽視正向壓降電壓和開關時時間；

　　(2)4個開關管的輸出結電容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs為常數；

　　(3)忽略變壓器繞組及線路中的寄生電阻；

　　(4)濾波電感足夠大。

　　1．2 各工作模態分析

　　(1)原邊電流正半周功率輸出過程。在t0之前，Sl和S4已導通，在(t0一t1)內維持S1和S4導通，S2和S3截止。電容C2和C3被輸入電源充電。變壓器原邊電壓為Vin，功率由變壓器原邊傳送到負載。在功率輸出過程中，軟開關移相控制全橋電路的工作狀態和普通PWM硬開關電路相同。

　　(2)(t1一t1′)：超前臂在死區時間內的諧振過程。加到S1上的驅動脈沖變為低電平，S1由導通變為截止。電容C1和C3迅速分別充放電，與等效電感(Lr+n2Lf)串聯諧振，在諧振結束前(t2之前)，使前臂中心電壓快速降低到一0．7V，使D3立即導通，為S3的零電壓導通作好準備。

　　(3)(t1′一t3)：原邊電流止半周箝位續流過程。S3在驅動脈沖變為高電平后實現了零電壓導通，由于D3已提前提供了原邊電流的左臂續流回路，雖然兩臂中點電壓為零，但原邊電流仍按原方向繼續流動，逐步衰減。

　　(4)(t3-t4)：S4關斷后滯后臂諧振過程，t3時加到S4的驅動脈沖電壓變為低電平，S4由導通變為截止，原邊電流失去主要通道。C4和C2開始充放電，與諧振電感Lr串聯諧振。D2導通續流，為S2的零電壓導通作好準備。原邊電流以最大變化率從正峰值急速下降。

　　(5)(t4一t5)：電感儲能回送電網期。t4時刻D2已導通續流，下沖的電流經D2返回到電源EC，補償了電網在全橋電路上的功耗。滯后臂死區時間應該在該時間段內結束。原邊電流下沖到零點。

　　(6)(t5一t6)：原邊電流下沖過零后開始負向增大。S2和S3都已導通，形成新的電流回路，開始新的功率輸出過程。但副邊兩整流二極管正是同時導通和急劇變換的過程，副邊電壓被箝位在低電平，出現占空比丟失過程。因此滯后臂死區時間設計是關鍵。

　　各時段工作模態等放電路如圖3所示，圖3中未畫出變壓器副邊電路。 

　　2 關鍵參數設計

　　2．1 死區時間設計

　　該變換器一個周期內有兩個關鍵的死區時間，這兩個死區時間的設計會影響到主開關管的電壓應力限制和ZVS的實現。為了保證每個主開關管上電壓應力為輸入電壓的一半，S1要比S3提早關斷tdeadF1，S4要比S2提早關斷tdead2。如果4個開關管的輸出結電容COSS1～COSS4是一樣的，從理論上講只要tdead>0就可以了。但實際上4個開關管的輸出結電容不可能完全一致，同時為了保證可靠，此區時間的設置應該滿足如下的條件：S1上的電壓到達Vin/2，也就是D1已經導通；同樣，S4上的電壓到達Vin／2，也就是D4已經導通，雖然4個開關管的輸出結電容會有差異，但是在用上述方法設計時，可以把COSS1～COSS4看作是器件手冊里給定的參數。假定都是COSS，要滿足上述條件，死區時間的設計應滿足如下不等式。

　　S2和S4的零電壓是由激磁電感上的激磁電流在tdead2時間段對S3的結電容充電，同時塒S2和S4的結電容放電來實現的。實際上，死區時間不可能設計得很大。在原邊電流上沖過零點之前，結束tdead2讓S4開通，以實現主動功率丌關管的零電壓開通。若tdead2太長，原邊電流過零反向流動之后，將難以實現零電壓開通。因此滯后臂的ZVS條件可表示為 

　　由此可見，根據上面的設計方法，兩個死區時間的設計表達式是相同的。 

　　由于

　　式中：n為變壓器的變比；Lm為變壓器初級電感量；fs為開關頻率。

　　將式(3)代入式(1)和式(2)，可以得到兩個死區時間的統一設計式

　　2．2 諧振參數的設計

　　諧振參數的設計是諧振變換器設計中非常重要的一環，該諧振參數的設汁可以按下面推薦的方法來設計。

　　首先根據變換器輸入輸出電壓來計算出變壓器的變比n，其計算公式如下。 

　　式中：VOmin為輸出直流電壓：VD為輸出整流二極管的通態壓降；VIf為輸出濾波電感上的直流壓降；Dsecmax為副邊占空比。

　　根據期望的諧振電容的最大應力VCmax，來設計諧振電容的大小，其計算公式如下。 

　　式中：Tmax為最大開關周期。

　　再根據LC振蕩頻率fs來設計諧振電感Ls的大小，其計算公式如下。 

　　Ls的選擇也涉及到很多問題，取大些可有效地抑制原邊電流急劇變化引起的寄生振蕩，降低開關損耗；但過大義延長了占空比丟失時間，使整機的效率明顯降低。如取小些，負載電流最大時仍能控制移相穩定，提高電源效率，但過小，雖然占空比丟失最小，但增大開關損耗，加劇了開關管的溫升，降低了電源的可靠性。 

　　3 實驗結果

　　根據以上方法設計和制作了200W移相全橋諧振ZVS變換器實驗樣機，其主要參數如下：

• 　　輸入直流電壓Vin為280～550V；
• 　　輸出直流電壓Vo為24V；
• 　　輸出電流Io為O"8.33A；
• 　　開關頻率fs為200kHz；
• 　　4個主開關管為IRFPG40；
• 　　驅動控制芯片為UC3875；
• 　　MOSFET驅動芯片采用了MIC4420；
• 　　輸出整流二極管為MUR3020；
• 　　輸出濾波電感Lf為19.8μH；
• 　　輸出濾波電容Cf為1800μF；
• 　　諧振電感Lr為28μH。

　　圖4示出了電路的脈沖驅動波形和主開管兩端所測脈沖波形。 

　　4 結語

　　本文在移相全橋ZVS電路" title="ZVS電路">ZVS電路" style="color: blue; text-decoration: underline" title="ZVS電路">ZVS電路拓撲基礎之上，根據等效電路模捌，分析了諧振電路在各時序工作模態下的電路原理。變換器的兩個死區時間也合理設計來保證開關管的開關應力，同時滿足各個開關管的ZVS實現條件。諧振參數的設計可以按推薦的方法次序來設計。

　　發展諧振技術可以提高開關頻率、降低開關損耗、減少開關裝置的體積和重量。因此更通用的諧振變換拓撲結構、諧振元件的集成化、諧振拄制技術將是今后發展的主要方向。