摘  要： 為改善滯環控制應用在并網逆變器中會出現系統開關頻率不固定的問題，提出一種將模糊控制器與滯環比較器相結合的控制方法。通過對并網逆變器的建模和滯環電流控制原理的分析，可知開關頻率與滯環環寬之間的關系。以電網電壓及指令電流的偏微分為輸入變量建立模糊控制規則，經過一定的模糊運算輸出滯環環寬，從而動態地控制環寬達到穩定頻率的目的。該方法能有效地降低開關頻率，減小電流諧波。仿真和實驗結果證明了該方法對穩定滯環開關頻率是有效的，尤其是在過零點與頂點處，同時能夠改善諧波特性。

　　關鍵詞： 并網逆變器；模糊控制；電流滯環；固定開關頻率

0 引言

　　光伏發電和風力發電是新能源發電領域的兩種主要發電方式，充分地利用這些電能，將其輸送給電網需要的關鍵技術就是并網逆變器[1]。逆變器在并網時，需控制其輸出電流與電網電壓同相位，以免給電網帶入諧波，污染電網[2]。電流滯環控制由于其無條件的穩定性、響應的快速性、不需要系統的任何參數信息、很好的控制精度及實現簡單等優點，非常適用于并網逆變器控制。但是，滯環控制最大的問題是其開關頻率高且不穩定，使得逆變器輸出頻譜特性不理想，輸出濾波器設計較難及體積重量偏大，噪聲較大等[3]。為此，國內外學者提出了多種改進方法來解決這一問題[1，4-9]。參考文獻[6]通過鎖相跟蹤給定時鐘的頻率，對開關頻率進行反饋閉環控制，達到固定開關頻率的目的，該方法由于一般涉及復雜的鎖相環節，實際工程中應用難度較大。參考文獻[7]提出一種滯環寬度預測方法，根據對前一電流誤差周期作幾何分析而確定下一周期的滯環寬度，保持開關頻率穩定。它可實現數字化控制，但輸出電流的低次諧波含量較高，且存在穩態誤差。本文在滯環電流控制基礎上提出一種基于模糊控制的滯環電流控制方法。該控制方法保持了模糊控制不依賴被控對象的精確模型，抗干擾能力強，響應速度快，并對系統參數的變化有較強的魯棒性，能夠實現對電流的快速跟蹤和對開關頻率的限制，避免了過高的開關頻率對開關器件的損害及有效地減小開關損耗。

1 滯環電流型并網逆變器原理

　　圖1為單相滯環電流型并網逆變器原理圖，直流源可以是太陽能、風能等可再生能源發電設備或者是蓄電池，逆變器負載為公共交流電網（220 V/50 Hz）。滯環控制應用于控制逆變器并網電流，易于實現對電網電壓頻率和相位的實時跟蹤，響應迅速且穩定性好。在圖1中，由相位檢測環節得到的同步信號與并網電流的給定幅值一起送往正弦波發生器，生成與電網電壓同頻同相的參考電流信號ig*，再經滯環比較器對并網電流反饋信號ig與ig*的偏差進行調制得到開關管控制信號，從而可以控制并網電流。滯環比較器的工作原理為：電流參考信號ig*與實際電流信號ig進行比較，作為滯環控制器的輸入，當ig<ig*-h時（2h為滯環寬度），滯環比較器輸出高電平信號，S1、S4導通，系統輸入側電流增加；當ig>ig*-h時，滯環比較器輸出低電平信號，S2、S3導通，系統輸入側電流減小，這樣不斷進行逐次比較調節，保證始終跟蹤給定電流，且處于滯環帶內[10]。

　　由圖1的結構圖及參考文獻[2]可得式（1）：

　　其中，HB為滯環寬度；為開關頻率；Udc為直流側電壓；Vg為電網電壓；i*為指令電流；L為電感系數。

　　當滯環寬度固定時，功率開關器件的開關頻率fc是變量，與Udc、Vg、、L相關。對于并網逆變器，Udc和電感L一般是固定不變的。當HB為固定值時，開關頻率fc只與Vg、值相關，而Vg是電網的電壓，是一個時變的正弦波，也是一個時變的變量，所以在一個開關周期內，開關管的開關頻率伴隨著Vg、的變化而變化。由于開關的頻率不固定，導致滯環并網逆變器在開關器件選擇、濾波參數設計及熱穩定性設計等方面都存在許多問題。因此，在大功率電力變化中其應用有限，并且從式（1）可以看出，要計算滯環的寬度是相當復雜的，對于并網逆變器來說直接計算基本上是不可能的。

2 模糊控制算法及實現

　　并網控制中的滯環是非線性環節，而模糊控制器有理想的動態性能，對系統的過程參數變化不敏感，有很強的魯棒性，由此設計一種加入模糊算法控制環寬可變的并網逆變控制器。

　　為了解決傳統方法開關頻率變化大的問題，滯環的環寬被設計成是動態可變的，模糊控制能夠克服非線性因素引起的一些影響。所以這種并網控制系統不僅有模糊控制的優點，如靈活、自適應等，而且有滯環控制的優點，如精度高、反應速度快。

　　從前面的分析可知，模糊控制的輸入包括兩部分：電網電壓和參考電流的變化率，輸出為直接控制量滯環寬度HB。圖2為模糊控制的原理框圖，這是一個二維輸入、一維輸出的PD型模糊控制器。

　　首先將輸入輸出模糊化，將參考電流變化率、電網電壓分為7個模糊子空間{NL、NM、NS、ZR、PS、PM、PL}，代表{負大、負中、負小、零、正小、正中、正大}。滯環寬度HB的模糊子空間為{H1、H2、H3、H4、H5、H6、H7}，其中H1<H2<H3<H4<H5<H6<H7，本方案中，Vg的基本論域為[-1，1]，的基本論域為[-1，1]，HB的基本論域為[0，1]。為確保模糊參數調節器有較高的靈敏度，隸屬度函數的形狀選擇為非均勻分布的三角形隸屬函數，相對于梯形隸屬函數，其超調量和穩態誤差比較小；并且與均勻分布方式相比，其系統穩態誤差小，響應更靈敏，曲線上升速度快。隸屬度函數分別如圖3所示。模型中的模糊推理合成規則遵循極大極小合成規則，并采用Mamdani型模糊推理算法。

　　本文有兩個模糊輸入變量和一個模糊輸出變量，每個變量對應有7個模糊語言子集，所以一共有49條模糊控制規則。根據式（1）求出的標準環寬的變化規律總結出模糊控制規則，輸入到模糊控制器中，并經過反復的實驗試湊、修改、驗證，可得到如表1所示的模糊規則表，控制器的曲面觀察如圖4所示。

3 仿真驗證

　　使用MATLAB/SIMULINK搭建了一個單相電流型并網逆變器的仿真模型，仿真參數采用單相交流電壓Vg=220 V/50 Hz，直流電壓Udc=350 V，電感值L=10 mH；輸出電流峰值為6 A，給定頻率fc=10 kHz，仿真時間為0.4 s。

　　當滯環寬度HB固定為0.5 A時，輸出的電流波形如圖5（a）所示；當滯環寬度HB固定為1 A時，輸出的電流波形如圖5（b）所示；當滯環寬度不固定時，應用模糊控制算法，可得到輸出電流波形如圖5（c）所示。可以看出，當滯環寬度固定時，環寬大，則頻率小，環寬小，則頻率高，且在峰值處頻率最低，在過零點處頻率最高。而模糊控制滯環的寬度隨著輸出電流的相位角變化而變化，在過零點滯環的寬度最寬，頻率下降，在電流峰值滯環寬度值變窄，輸出頻率升高，從而保持電流的頻率穩定，符合理論。FFT變換可得到固定環寬的頻率分布較寬，而采用模糊控制的可變環寬的頻率分布則主要集中在10 kHz附近，滿足設計要求。

　　圖6中虛線為根據式（1）求得的標準滯環寬度，實線為模糊控制求出的滯環環寬，可以看出兩者基本上一致，環寬范圍在0.2 V~0.9 V之間，所以可以保證輸出的電流能夠跟蹤電網電壓相位并且電流頻率基本上保持一致。

　　圖7為并網電流FFT分析結果。由前面分析可知，滯環環寬越小，輸出的電流波形也越接近于電壓波形；波形越好，總諧波畸變率也越小。所以，當滯環環寬固定為HB=0.5 A時，總諧波畸變率THD=1.72%，達到最小，諧波主要分布在5 kHz~20 kHz，范圍很寬，且均勻分布；當滯環環寬固定為HB=1 A時，THD=4.77%，達到最大，諧波主要分布在2 kHz~15 kHz；當用模糊控制可變環寬時，THD=3.15%，較小，諧波主要集中在10 kHz附近，頻率大大減小，與理論結果一致。

4 實驗驗證

　　研制了一臺并網逆變器進行驗證。逆變器采用單極性SPWM調制方式，采用TMS320F28035作為主控芯片，其他器件參數與仿真值一致，將算法轉換為DSP控制程序，額定輸出電流峰峰值為4 A。

　　如圖8所示，電壓每格100 V，電流每格為2 A，電流的相位與電網電壓一致，觀察開關管的波形可以看到開關頻率fc=10 kHz基本保持不變。與固定環寬的波形相比較，電流在過零點變化幅度最寬，在電流峰值變化幅度較窄，與仿真結果一致。電流波形在CCS中進行FFT分析得到的頻譜圖也與仿真結果一致，模糊控制算法的結果諧波主要集中在10 kHz，THD也較小。

5 結論

　　本文針對傳統固定滯環應用于并網逆變器所產生的頻率不固定的問題，提出了一種模糊滯環控制方法。通過模糊控制器對滯環的環寬進行動態調整，從而能夠有效地穩定開關頻率。仿真和實驗結果顯示，模糊控制環寬與固定滯環環寬在電流跟蹤效果上是一致的，都能實現快速跟蹤。兩種控制方法主要的不同點在于，模糊控制方法與傳統的固定環寬的滯環控制方法相反，具有瞬時的頻率固定。通過模糊控制輸出滯環的環寬，穩定了開關頻率，降低了功率管開關損耗，使得并網逆變器性能提高。本方法對于諧波消除和電子開關保護有重要意義。

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