0 引言

    在新能源產業和智能微網的不斷發展下，逆變器作為發電并網的核心越來越受到人們的重視，如何保證逆變器輸出電能的質量、降低入網電流的總諧波失真（Total Harmonic Distortion，THD）也得到了國內外學者的廣泛關注^[1-2]。

    在逆變器的選擇上，H6拓撲逆變器相比于傳統H4橋逆變器增加了兩個全控的功率管和兩個高性能二極管^[3]，在續流階段取代了性能較差的體二極管之后系統具有更高的效率，同時在續流階段實現了電網和直流電池板的隔開，無需隔離變壓器，在實現類似 H4 拓撲單極性調制輸出電壓效果的同時可以有效抑制共模漏電流的產生，廣泛應用于各大功率場合。傳統H6拓撲逆變器大都采用P（比例）控制器或者PI（比例積分）控制器，簡單的P控制器效果不佳，無法滿足系統的快速響應要求；在交流信號跟蹤方面，PI控制器的抗干擾能力差、有較大的穩態誤差，而PR（比例諧振）控制器雖然可以解決傳統PI控制器無法消除的靜態誤差以及受電網電壓干擾的缺陷，但其缺點在于頻率不能自適應，在電網頻率存在偏差時會有較大的諧波干擾。

    為了消除高頻開關諧波對電網質量的影響，傳統的并網逆變器通常采用L型濾波器與電網相連，L型濾波器需要的電感值較大，導致了電感壓降增大、損耗和成本增加，電流內環的響應速度也在一定程度上受到影響，且在較高功率場所，傳統的L濾波已經不能滿足要求^[4]。文獻[5]在研究了LCL濾波器對高頻分量的高阻抗特性之后，提出三階的LCL型濾波器可以取代L型濾波器，選用較小的電感值就能極大地衰減高頻諧波電流，且具有比單電感更好的濾波效果。然而LCL型濾波器作為無阻尼的三階系統，諧振的易發性會導致系統不穩定，對此，文獻[6]在濾波電容上串聯了一個電阻，系統阻尼的增加削弱了諧振尖峰，有利于系統穩定但卻造成了新的損耗。文獻[7]提出一種分裂電容法，即把濾波電容分成兩部分，將兩電流加權之后取平均值作為逆變器輸出的控制信號，其優點在于可以實現系統的降階，但需要補償控制，且屬于間接電流控制，其動態性能較差。值得注意的是，文獻[6]、[7]采用的逆變器拓撲均為普通的H4橋逆變器，對于效率更高的單相H6拓撲并網逆變器采用LCL濾波器的研究較少。

    針對以上問題，本文首先分析了帶LCL濾波器的單相H6并網逆變器的拓撲結構，同時設計了濾波器參數；接著探究了并網電流外環、電容電流內環的準PR控制策略對系統穩定性的影響，最后通過Simulink平臺的仿真結果驗證了所提控制策略的合理性。

1 并網逆變器系統設計

1.1 H6并網逆變器拓撲

    LCL濾波的單相H6并網逆變器(single-phase H6-type grid-connected inverter with LCL-filter，H6LCL)的拓撲結構如圖1所示。其中，E為直流輸入電壓；S₁~S₆為IGBT；D₁和D₂為續流二極管；L₁、L₂和C構成LCL濾波器(忽略濾波電感和電容的寄生電阻)；i₁為逆變器側電感電流；i_c為流過濾波電容C的電流；i₂為并網側電感電流；u_c為濾波電容C的端電壓；u_g為電網電壓。

    H6LCL系統采用如圖2所示的混合單極性調制方式，S₁~S₄工作在高頻開關狀態、S₅和S₆工作在工頻開關狀態。S₁和S₄的PWM驅動信號相同、S₂和S₃的PWM驅動信號相同，且兩種驅動信號在周期上互補?？梢钥吹絊₅和D₂、S₆和D₁為逆變器兩組續流通道，逆變器續流時實現了逆變器交流側與直流電池板脫離，通過選用快恢復二極管取代性能較差的體二極管之后能夠有效地降低二極管的反向恢復損耗，使得總體效率有大幅提高^[3]。

1.2 LCL濾波器設計

    首先分析L型濾波器與LCL型濾波器的穩定性，從圖3的波特圖可以看出，在低頻段LCL型濾波器和L型濾波器效果一樣，而LCL濾波器在保持低頻段增益衰減的同時，還可以有效地抑制高次諧波。但LCL濾波器電感和電容參數的選取決定了系統的動態特性：L越小功率損耗越低、電流跟蹤越快；L越大濾波效果越好。所以，選取電感時要結合系統參數綜合考慮各方面因素，采用折中的方法進行選擇，表1給出了本文所設計逆變器的參數。

    一般情況下，輸出電流紋波的大小決定了電感L最小值的選擇。通常選擇額定電流的15%~25%作為電感L上的紋波值^[8]，本文選用15%進行計算。由圖3可看出，在低頻段（轉折頻率以下）LCL濾波器和L濾波器有一樣的濾波效果，因此可用單電感L近似計算LCL濾波器中L₁+L₂的值^[9]。

    本文L實取2.4 mH，即L₁+L₂取值為2.4 mH，不同文獻對L₁/L₂取值不同，H6LCL系統中選擇L₁=2 mH，L₂=0.4 mH代入計算。

    電容參數的大小與諧振頻率和無功功率有關。無功功率、流過功率器件和電感的電流不能過大，決定了濾波電容值不能較大，否則系統整體的效率就會下降；而濾波電容值比較小，則在同樣的濾波效果下就需要數值較大的電感，從而導致電感的體積變大。實際工程中，電容參數對系統功率容量的影響通常要小于10%，本文取5%進行計算，則電容值的取值范圍為：

帶入參數得C≤16.44 μF，本文取C=14 μF。

2 電流雙閉環準PR控制

    圖4為H6LCL系統的雙閉環控制框圖，控制思路為：在并網電流外環中，經過PLL鎖相環得到的參考電流i_ref和并網電流i₂比較，得到的誤差信號在經過準PR控制器處理后與內環的電容電流相減，再將得到的信號波形經過比例調整后送給SPWM信號發生器，最后產生SPWM波作用于H6拓撲并網逆變器的功率管，從而實現并網控制。

2.1 準PR策略

    傳統的并網逆變器中，穩態誤差和抗干擾能力差的缺陷使得PI控制器的應用受限，而PR控制器在控制逆變器輸出的過程中加入了無損諧振環節，諧振頻率處的增益為無窮大、相位等于0，因此系統的穩態誤差可以被消除。在本H6LCL系統中，諧振頻率為50 Hz（等于電網電壓頻率），PR控制的傳遞函數為：

    PR控制器的波特圖如圖5所示。從圖中可明顯看出，采用PR控制器在電網基波頻率處會有極大的增益，尤其是在基頻50 Hz（314 rad/s）處，增益可視為無窮大。如果電網頻率一直保持在該理想點上，則PR控制器可有效地抑制諧波，得到較為優質的并網電流。但是，通常情況下電網的頻率會偏差±0.1 Hz左右，而頻率的偏移會極大地降低PR控制器抑制諧波的能力。為了減小系統在諧振頻率處的敏感程度，解決電網頻率偏移造成PR控制策略無法抑制諧波的問題，改用準PR控制策略，其傳遞函數可表示為： 

式中，比例參數K_p=0.5，諧振參數K_R=10，諧振基波角頻率ω₀=314，頻帶寬度ω_c=3.14。由式(10)畫出如圖6所示波特圖，與圖5比較可知，采用準PR控制時系統在諧振點附近的帶寬增大，有效地解決了PR控制器在電網頻率偏移時不能抑制諧波干擾的問題，同時系統抗電網電壓干擾的能力也得到了增強。

2.2 電流雙閉環控制策略

    LCL濾波器的動態響應好、有著比L濾波器更好的諧波抑制性能，但作為三階系統，LCL濾波器較低的系統阻尼會導致在固有頻率處出現如圖3所示的諧振尖峰，為了提高控制的穩定性能，必須要抑制住系統振蕩。而LCL濾波器的諧振是較低的系統阻尼所致，為此，引入了一種并網電流外環、電容電流內環的雙電流反饋策略，結合圖4可得到其閉環控制框圖如圖7(a)所示，為進一步求取閉環控制系統的傳遞函數，對圖7(a)進行一系列等效變換和簡化得到圖7(b)。

    由圖7(b)可以得到雙電流反饋控制的傳遞函數如式(11)所示：

式中K_PWM為H6逆變橋的等效比例環節，K為向前通道的比例系數，根據文獻[10]的研究，取K_PWM=40， K=0.86。由式(10)和式(11)可畫出雙閉環控制的波特圖如圖8所示，可以看到，相比于圖3，并網電流與電容電流的雙閉環控制方案可以有效抑制LCL固有頻率處的諧振尖峰，并且在高頻段有較好的諧波抑制效果。

3 仿真驗證

    為了驗證上述分析設計及控制策略的正確性，在Simulink平臺上搭建了仿真模型，設并網參考電流幅值為25.4 A，其他電路參數如理論分析所述。得到的仿真結果如圖9和圖10所示。圖9(a)為并網電流波形（放大10倍）與電網電壓波形，圖9(b)為并網電流與參考電流波形，圖10為并網電流的諧波畸變率。

    從圖9(a)和圖9(b)可以看出，H6拓撲逆變器采用LCL濾波的電流雙閉環準PR控制策略能夠實現入網電流的無靜差跟蹤，系統更加穩定；同時可看出電網電壓與入網電流幾乎是同頻同相的，因此逆變器并網時接近單位功率因數；對入網電流i_g的前5個周波進行FFT分析得到圖10所示結果，可知入網電流的THD僅為1.06%，說明采用LCL濾波器的單相H6拓撲并網逆變器具有較好的濾波能力，可有效地抑制高頻諧波。

4 結論

    高效率的單相H6拓撲逆變器結合LCL濾波器可以得到比傳統逆變器更加優質的電能。針對三階LCL濾波器的振蕩會造成系統不穩定的問題，本文采用了一種有源阻尼控制方案，即引入并網電流外環、電容電流內環的雙電流反饋法，并在并網電流外環中引入了準PR控制策略，通過4 kW逆變器的設計和仿真驗證，證明該控制策略可以有效地抑制固有頻率處的諧振，實現系統的無靜差跟蹤，提高了系統穩定性。仿真結果還表明，采用該策略能夠在較小的濾波電感值下濾除高次諧波，降低了系統成本且得到并網電流的諧波畸變率僅為1.06%，并網質量得到了進一步的改善。

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作者信息:

林春旭1，2，王  娟2，趙萬明1，2

（1.西南交通大學 電氣工程學院，四川 成都610031；2.西南石油大學 電氣信息學院，四川 成都610500）