1 基本理論
開關電源的輸出電壓Vo是由一個控制電壓Vc來控制的，即由Vc與鋸齒波信號比較，產生PWM波形。根據鋸齒波產生的方式不同，開關電源的控制方式可分為電壓型控制和電流型控制。電壓型的鋸齒波是由芯片內部產生的，如LM5025，電流型的鋸齒波是輸出電感的電流轉化成電壓波形得到的，如UC3843。對于反激電路，變壓器原邊繞組的電流就是產生鋸齒波的依據。 信息來自:輸配電設備網
輸出電壓Vo與控制電壓Vc的比值稱為未補償的開環傳遞函數Tu，Tu=Vo/Vc。一般按頻率的變化來反映Tu的變化，即Bode圖。 信息來自:輸配電設備網
電壓型控制的電源其Tu是雙極點，以非隔離的BUCK為例，形式為： 
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電流型控制的電源其Tu是單極點，以非隔離的BUCK為例，形式為： 
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各種電路的未補償的開環傳遞函數Tu可以從資料中找到。本講座的目的是提供一種直觀的環路設計手段。
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2 計算機仿真開關電源未補償的開環傳遞函數Tu 信息來自:輸配電設備網
2.1 開關平均模型
由于電路帶變壓器，所以平均開關模型也要用帶變壓器的模型CCM-T(帶變壓器的電流連續模式的模型)。參數Rs是原邊檢流電阻，n是變壓器變比(原邊:副邊)，mva是斜坡補償的斜率，單位是V/S。
2.3 仿真實例 信息來自:輸配電設備網
實際電路中，選用不同的控制芯片，控制電壓Vc的產生方式是不同的。以下是幾個我們在工作中經常用到的幾種控制芯片的仿真實例。
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2.3.1 帶變壓器隔離的電流型CCM(UC3843)
UC3843自帶的運放歸為反饋回路，運放輸出的電壓作為控制電壓Vc。V9芯片內部的兩個二極管壓降，GAIN的放大倍數等于芯片內的電阻分壓。
此電路采用電流互感器采樣原邊電流，對于如下的采樣電路，Rs=R/n，n是電流互感器的匝比(n:1)。 信息來自:輸配電設備網
UC3843的斜率補償，對于下圖電路，補償斜率 
(V/s)
2.3.2 帶隔離和電壓前饋的電壓型CCM(LM5025)
若R1>>R3，C2>>C1，有：
3.2.3 帶前饋的電壓型隔離BUCK(LM5025)
輸入48V，輸出3.3V/40A，LM5025控制器，開關頻率fs=280kHz，下圖是實際電路參數，可以看出測試結果與仿真結果很相似，表示所建的仿真模型準確度是可以信賴的!
LM5025-2
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下面對此電路按上面的方法重新設計補償網絡。 信息來自:輸配電設備網
首先，將補償網絡移出，畫出從光藕輸入到Vo的未補償傳遞函數Tu。C8、C9、C6、R12不要，R6及Vr1是芯片內部參數，需保留。
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從仿真結果可以看出，Tu的直流增益很小，只有-0.44dB。原因是光藕的電阻R5接到了輸出Vo，從而降低了Vo對Vc的增益。若將R5接到一個固定電平VCC上，則整個增益增加了，Tu的直流增益增加到25.6dB!以此為基礎進行補償網絡設計。由于是電壓型控制，所以采用PID補償。由于本電源的開關頻率很高，達fs=280kHz，若沒有光藕隔離限制，補償后的交越頻率可取fc=0.2*fs=56kHz，但由于光藕的帶寬只有10kHz左右，且光藕引入的相位滯后在5kHz 以后急劇增加，所以為了得到盡可能大的帶寬，首先應對光藕進行適當補償以拓展其帶寬。此處在光藕的輸出加入RC零點。設補償后的交越頻率為fc=20kHz，Tu在fc處的增益dbGc=-8.67dB，希望在fc處得到60°的相位補償，設置極點fp2=180kHz以抑制高頻干擾，R1=100k//56k=35.9k，計算得到補償網絡如下：
補償后帶寬20kHz，相位裕度30°。仿真得到的相位裕度往往小于預期的值，這是由于補償網絡的運放及未完全補償的光藕造成的。